Datenblatt Schaltverluste von IGBT und ihren Freilaufdioden werden in einem Doppelpuls mit rein induktiver Last bestimmt. Dies kommt den Einsatzbedingungen in den meisten Anwendungsfällen recht nahe und wird deshalb auch von der zutreffenden Halbleiternorm (IEC 60747-9) so vorgeschrieben. Bei Antrieben kleiner und mittlerer Leistung mit langen, geschirmten Kabeln tritt allerdings eine substantielle kapazitive Last für die verwendeten Leistungshalbleiter auf, welche das Schaltverhalten massiv verändert. Die kapazitiven Effekte erhöhen die Gesamtverluste des Wechselrichters und deren Vernachlässigung kann deshalb zu einer falschen Produktauslegung und zur Überlastung von Bauteilen führen. Die präsentierten Ergebnisse sind teilweise der Masterarbeit von Denis Richter "Detaillierte Untersuchung des Schaltverhaltens von Leistungshalbleitern bei langem Motorkabel" an der Otto von Guericke Universität Magdeburg entnommen.
Messung von Schaltverlusten
Testschaltung und Prüfling
Die Wirkung der geschirmten Kabel soll für eine Antriebsanwendung mit 3-phasigem Spannungswechselrichter und Motor-Last betrachtet werden. Abbildung 1 zeigt das Schaltbild mit prinzipiellen EMV-Komponenten (Netzfilter und Y-Kondensatoren) eines Antriebs. Die Schaltvorgänge der IGBTs verursachen auf der Motorseite Potentialsprünge mit hohem dv/dt zwischen den Phasen und von Phase zur Masse (PE, Erde), was einen Stromfluss über die parasitären Kapazitäten zwischen den Leitern erzwingt.
Ein typischer Vertreter der IGBT Module in der interessanten Leistungsklasse ist ein MiniSKiiP. Für die hier präsentierten Ergebnisse wurde ein 1200 V-IGBT mit 8 A Nennstrom gewählt (siehe Abbildung 2). Je nach Kühlung und Taktfrequenz kann ein solches Modul im MiniSKiiP1-Gehäuse für Antriebe bis 5.5 kW eingesetzt werden. Für die Schaltverlustmessungen ist das Modul mit einer niederinduktiven Testplatine mit dem Zwischenkreis-Kondensator und dem Treiber verbunden. Ein doppelt geschirmtes 4x4mm² Kabel verbindet den Wechselrichter direkt mit dem Motor.
Die Kabelkapazitäten liegen im Bereich von 100 … 150 pF/m und sind durch eine im Schaltvorgang wirksame Parallelschaltung schon bei 2 Meter Kabel um einen Faktor 10 größer als die Halbleiter-und Modulkapazitäten und dominieren das Schaltverhalten mit zunehmender Länge. Der Anteil des Stromes über die Motorkapazität ist bei 10m Kabellänge schon < 15%. Trotzdem sollte die Motorkapazität mit in die Untersuchung einbezogen werden, beispielsweise kann ein kleiner und langer Servomotor andere Kapazitäten haben als der hier verwendete Standard-Asynchronmotor.
Die Pfeile in Abbildung 3 zeigen beispielhaft den Stromfluss beim Einschalten von T2. Der kapazitive Strom fließt vom IGBT über die Y-Kondensatoren zur Gehäusemasse und dann über die Kabelkapazitäten zurück zum Zwischenkreis und IGBT. Für die hochfrequenten kapazitiven Ströme sind die Zwischenkreis- und Y-Kondensatoren wie Kurzschlüsse. Da das Motorgehäuse auch mit dem Erdpotential verbunden ist, fließt ein Teil des Stroms über das Erdpotential. Für geschirmte Kabel spielt es keine Rolle, ob die Kabel gerade oder auf einer Trommel verlegt sind, weil außerhalb des Kabels keine kapazitive Kopplung mit einem sich ändernden elektrischen Potential besteht.
Schaltverlustmessung im Doppelpuls
Die Schaltverluste werden im Doppelpuls-Test gemessen. Im Beispiel ist das untersuchte Bauteil der untere IGBT der Phase U (T2) mit der oberen Freilaufdiode (D1). Die anderen fünf IGBT sind entweder permanent eingeschaltet (T3, T5 = + DC auf Phase V und W) oder dauerhaft ausgeschaltet (T1, T4 und T6). Der gewünschte Strom wird durch die Pulsdauer des ersten Impulses eingestellt. Nach dem Ausschalten des IGBTs folgt eine Freilaufphase, bis der IGBT zum zweiten Mal eingeschaltet wird. Der Strom bleibt während des Freilaufs nahezu konstant. Die erste Abschaltung und das zweite Einschalten werden zur Messung der Strom- und Spannungsverläufe und der Schaltenergie verwendet (siehe Abbildung 4).
Einfluss verschiedener Schaltungsparameter
Kabellänge
Die Kabellänge wurde von 2 m bis 50 m variiert. Beim Einschalten dominiert der dem Laststrom überlagerte kapazitive Strom das Schaltverhalten. Mit zunehmender Länge steigt die Amplitude des kapazitiven Stroms an. Bei 50 m geht der IGBT sogar in die Entsättigung und begrenzt den Strom auf ca. 24 A (3x IC(nom)). Bei der folgenden Halbwelle wird der Strom negativ, die antiparallele Diode leitet und die Spannung über dem Schalter wird negativ. Der zusätzliche Strom und teilweise auch der langsamere Abfall der Kollektor-Emitter-Spannung VCE erhöht die Einschaltverlustenergie Eon auf mehr als 250% gegenüber dem Wert ohne Kabel.
Beim Ausschalten kann man ein entlastetes Schalten beobachten, da die Kapazitäten am Ausgang den Spannungsanstieg reduzieren. Der Hauptteil des kapazitiven Stroms fließt durch den Zwischenkreis. Die IGBT-Abschaltverlustenergie Eoff werden auf ca. 50% reduziert, aber der hochfrequente Strom verursacht zusätzliche Verluste im Zwischenkreiskondensator. Die Stufe in der Ausgangsspannung kann durch eine Wellenbildung im Kabel erklärt werden, die unabhängig von der Halbleiterschaltgeschwindigkeit oder den Gate-Ansteuerbedingungen ist. Je länger das Kabel ist, desto ausgeprägter ist die Stufe. Das Plateau sinkt mit dem Strom und bei niedrigen Strömen kann die Spannung mehrere Plateaus aufweisen.
Laststrom
Die Höhe des Laststroms beeinflusst stark die prozentuale Zunahme der Einschaltverluste und die Spannungsanstiegszeit beim Ausschalten. Während Eoff proportional mit dem Strom gegen Null geht, wird trotz fehlendem Laststrom (0 A) eine Einschaltverlustenergie verursacht. Das Offset auf die Schaltverluste (Absolut Wert) ist über den gesamten Wechselrichterstrombereich nahezu konstant.
Die Amplitude des überlagerten kapazitiven Stroms ist für niedrige und hohe Laststrompegel ähnlich. Das führt bei niedrigen Strömen sehr schnell dazu, dass sich die Stromrichtung während der Oszillationen ändert und die antiparallele Diode leitend wird. Beim Ausschalten ist der niedrige Strom nicht in der Lage, die Kabel-Kapazitäten parallel zum IGBT schnell aufzuladen. Der Spannungsanstieg verlangsamt sich proportional mit der Verringerung des Laststroms.
Zwischenkreisspannung
Der Einfluss der Zwischenkreisspannung auf die Schaltverluste liegt im gleichen Bereich wie bei Standardschaltbedingungen mit rein induktiver Last. Eon bei 400 V beträgt etwa 50% des Wertes bei 600 V und Eoff bei 400 V ist 78% des 600 V-Wertes.
Konsequenzen
Zusätzliche Schaltverluste im Wechselrichterbetrieb
Leerlaufverluste werden in der gebräuchlichen Formel für PWM-Wechselrichter vernachlässigt. Diese werden bei Nullstrom zu Null angenommen. Es ist notwendig, die Berechnung um einen Ausdruck für den kapazitiven Kabelstrom zu erweitern, der ein Offset der Schaltverluste (Energie multipliziert mit der Schaltfrequenz) unabhängig vom Laststrom hinzuaddiert. Für unterschiedliche Kabellängen ist dieses Offset unterschiedlich hoch (siehe Abbildung 5).
Ein Beispiel soll den Einfluss verdeutlichen. Angenommen wird ein 3.7 kW Wechselrichter mit 400 V Ausgangsspannung, einer Schaltfrequenz von 12 kHz bei 700 VDC-Spannung. Ohne Kabellast verursacht ein 8 A/1200 V-IGBT ca. 6W-Leitverluste + 10W-Schaltverluste und wird damit im MiniSKiiP-Gehäuse 30 K heißer als die Kühlkörpertemperatur. Mit 50 m Kabel verdoppeln sich fast die Schaltverluste auf 18.5 W und der IGBT wird 45 K heißer als der Kühlkörper.
Verlängerung der Verriegelungszeit
Verriegelungszeiten sind notwendig, um einen dynamischen Kurzschluss zwischen den Schaltern einer Wechselrichterphase zu verhindern. Es ist sicherzustellen, dass ein IGBT vollständig ausgeschaltet ist, bevor der andere IGBT eingeschaltet wird. Die Anstiegszeit der Spannung während des Abschaltens bei nahezu Nullstrom kann in den μs-Bereich ansteigen. In diesem Fall wird die minimale Verriegelungszeit durch die Kabelkapazitäten und nicht durch den Halbleiter bestimmt.
Kurzschlussschutz
Stand der Technik für den Kurzschlussschutz ist eine Überwachung der Durchlassspannung des IGBT, welche mit einer Referenzspannung von typischerweise 5 ... 7 V verglichen wird. Falls die Durchlassspannung die Referenz überschreitet, wird der IGBT ausgeschaltet. Die Überwachung wird zum Einschaltbefehl ein paar μs verzögert aktiviert, damit der IGBT seine stationäre Vorwärtsspannung erreicht hat. Wenn aber die kapazitiven Oszillationen mehrere μs dauern, so muss die Verzögerung verlängert werden. Für IGBT der heutigen Generation mit Kurzschluss-Pulsdauern von ≤10 μs sind solche Verlängerungen realisierbar. Für zukünftige IGBT-Generationen mit höheren Stromdichten reduziert sich die Kurzschluss-Pulsdauer. Dadurch kann es passieren, dass die gängige Kurzschlussüberwachung nicht mehr einsetzbar ist oder dass unerwünschte Fehlerabschaltungen erfolgen.
Zusammenfassung
Für die EMV-Anforderungen sind oftmals geschirmte Kabel erforderlich. Die Koppelkapazitäten des Kabels erhöhen die Einschalt-Energie eines IGBTs mehr als die Abschaltenergie reduziert wird. Daher ist eine Zunahme der Schaltverluste zu berücksichtigen, deren Höhe von der Kabellänge abhängt. Die zusätzlichen Verluste können im Leerlauf bei Nullstrom bestimmt werden und als einfacher aber guter Ansatz als konstanter Offset für den gesamten Strombereich hinzugefügt werden.
Bei höheren Umrichterleistungen verlieren die zusätzliche Verluste an Bedeutung, da die vom Halbleiter verursachten Schaltverluste von z. B. 10 A auf 100 A Nennstrom nahezu linear steigen, während die Kabelkapazitäten im gleichen Leistungsbereich nur um weniger als Faktor 3 ansteigen. Es kann nicht spezifiziert werden, bis zu welchem Strom der Effekt geschirmter Kabel berücksichtigt werden soll, da er von der maximalen Kabellänge, dem Verhältnis zwischen Schalt- und Leitverlusten und dem Motorbetrieb abhängt. Man sollte ihn einbeziehen, solange ein paar einzelne Watt pro IGBT einen merklichen Beitrag zu den Gesamtverlusten leisten.
Die Kabelkapazitäten haben auch Auswirkungen auf die Verluste im Zwischenkreiskondensator, die Schalt- und Verriegelungszeiten und die Ausblendzeit des Kurzschlussschutzes mit VCE(sat)- Überwachung.